(۲-۱۵)

جریان اکتیو استاتور گشتاوری را بر مبنای رنج سرعت بیان می‌کند، بدین خاطر در خروجی کنترل کننده سرعت نمایش داده شده است. تخمین سرعت بر روی سیگنال فرکانس استاتور و جریان اکتیو استاتور استوار شده است که این نیز با فرکانس رتور متناسب است. یک حلقه داخلی، جریان اکتیو استاتور را کنترل می کند. داشتن سیگنال مرجع محدود جهت جلوگیری از اضافه بار و شکست می باشد. شکل (۲-۴) نشان می دهد که جبران افت i_s.r_s، افت ولتاژ اهمی داخلی را حذف می کند. این موضوع خط سیر بردار شار استاتور از جریان استاتور و بار را مستقل می کند. چنین عاملی رفتار دینامیکی مطلوب ماشین را فراهم می کند و نیاز به شتاب معمولی محدود کننده را در کانال سرعت مرجع حذف می‌کند. زمان خیز گشتاور در حدود ۱۰ میلی ثانیه است که این مورد مطابق عملکرد دینامیکی مبدل تایریستوری کنترل درایو dc است.
۲-۳-۳-تخمین سرعت بر پایه هارمونیک‌های فضایی
اثرات ثانویه مغناطیس های ماشین توانایی برای تخمین سرعت ارائه می کند. زینگر۱ ]۷[ از هارمونیک های شیاری رتور در میدان فاصله هوایی بهره برداری نمود که این خود نیز شار پیوندی استاتور را با فرکانسی متناسب با سرعت رتور مدوله می کند. متناسب با مؤلفه های ولتاژ القایی از افت ولتاژ اهمی با قرار دادن حس گرهای مخصوص در انشعابات سیم پیچ استاتور مجزا می شوند. تحت این شرایط تعداد شیارهای رتور مضربی از سه نیست که این موضوع برای بیشتر ماشین ها صادق است. سیگنال های هارمونیک شیاری مطلوب می تواند از نیروی محرکه (emf) اصلی بزرگتر با به دست آوردن مجموع ولتاژهای سه فاز در اتصال ستاره سیم پیچ‌ها جدا گردد. حذف مؤلفه های ولتاژ مرتبه غیر سه شامل مؤلفه اصلی است ، در صورتی که ولتاژهای هارمونیک دار شیاری افزایش می یابند. فرکانس این هارمونیک ها مضربی از سرعت مکانیکی رتور می باشد. دیگر مؤلفه های هارمونیکی که با یک فیلتر تطبیقی باند عبور ، جلوی هارمونیک های شیاری را می گیرند ، یک فرکانس مرکزی برای ردیابی هارمونیک های شیاری با بهره گرفتن از حلقه قفل شده فاز (PLL)^[10] می سازند. سیگنال سرعت از خروجی PLL گرفته می شود. با انتگرال گیری از ولتاژ emf اصلی اندازه گیری شده در انشعابات سیم پیچی استاتور ، بردار شار فاصله هوایی تخمین زده می شود و اساس سیستم کنترل جهت یابی شار را می سازد. به دلیل تعداد شیارهای کم رتور ، تفکیک سرعت در سرعت های پایین بد صورت می گیرد. این اجبارها دینامیک کنترل سرعت را محدود می کند. به هر حال دقت در سرعت های بالا در حالت پایدار خیلی خوب است. هم چنین اشباع توسط موج فوران اصلی هسته استاتور ، مؤلفه های هارمونیک سوم را در emf استاتور تولید می کند. این اثر توسط کریندلر برای کنترل سرعت بدون حس گر مطالعه شده است. مقاله ایشان ]۸[ نتایج مقدماتی را ارائه می‌کند.

( اینجا فقط تکه ای از متن فایل پایان نامه درج شده است. برای خرید متن کامل پایان نامه با فرمت ورد می توانید به سایت feko.ir مراجعه نمایید و کلمه کلیدی مورد نظرتان را جستجو نمایید. )

۲-۴- عملکرد سطح بالای درایوها
درعملکردهای سطح بالا از روش های زیر برای کنترل سرعت درایو استفاده می کنند.
۲-۴-۱-جهت‌یابی میدان رتور
معمولاً یک سیستم کنترل سریع جریان برای توزیع نیروی محرکه مغناطیسی استاتور mmf طوری که نیازی به مکان و شدت در فضا نداشته باشد به کار برده می‌شود و دینامیک ماشین مستقل از آن است. سپس مرتبه دینامیکی کاهش می یابد. سیستمی که اکنون توسط تنها یک معادله مختلط مشخص می شود که شامل معادلات (۲-۱-ب) و (۲-۲) می‌گردد.
با رجوع به مختصات سنکرون خواهیم داشت:

(۲-۱۶)

جایی‌که سرعت زاویه ای ولتاژ القایی رتور است. شکل (۲-۵) نشان می دهد که جریان استاتور مانند یک تابع اجبارآور۱ عمل می‌کند.

شکل۲‌-۵- دیاگرام گذر سیگنال موتور القایی : جریان های استاتور اجباری.
خطوط نقطه چین سیگنال های صفر در جهت یابی میدان رتور را بیان می کند. این جریان به وسیله سیگنال مختلط مرجع از حلقه کنترل جریان فرمان می گیرد. برای کنترل دینامیکی جداگانه تمام بردارهای فضایی به جهت یابی میدان در سیستم مختصات ـ dq اشاره می‌کنند. جهت‌یابی میدان رتور محور حقیقی را تعریف می کند که با بردار شار رتور تعریف می شود. مؤلفه موهومی شار رتور طبق این تعریف صفر است و تمام سیگنال های نقطه چین در شکل (۲-۵) مقادیر صفر فرض می شوند. تعادل در مجموع نقاط شکل (۲-۵) شرایطی را برای جهت‌یابی میدان رتور که می تواند با انتخاب صحیح قانع کننده باشد، تعریف می‌کند.

(۲-۱۷)

فرض می شود که دیاگرام گذر سیگنال موتور که شبیه به ساختمان شکل (۲-۶) است ، اجازه کنترل جداگانه گشتاور ماشین را می دهد.
شکل۲‌-‌‌۶- گذر سیگنال در جهت یابی میدان رتور.
کنترل توسط جهت یابی میدان رتور به شناسایی بلادرنگ بردار شار رتور از زمانی که متغیرهای حالت رتور به طور مستقیم در ماشین قفس سنجابی نمی توانند اندازه گیری شوند ، نیاز دارد. در یک سیستم سرعت بدون حس گر ، سیگنال سرعت باید به خوبی توسط یک تکنیک تخمین زنی به دست آورده شود.
۲-۴-۲-سیستم تطبیقی مدل مرجع (MRAS)
دیدگاه مدل مرجع باید به طور اضافی برای مدل دو ماشین با ساختمان مختلف که متغیر حالت یکسانی را برای مجموعه ای از متغیرهای مختلف ورودی تخمین می زنند به کار رود.
مدل استاتور در قسمت بالایی شکل (۲-۷) همانند مدل مرجع رفتار می کند. معادله آن در دستگاه مرجع ساکن با از معادلات( ۲-۱-الف) و (۲-۲) چنین به دست می آید:

(۲-۱۸)

خروجی این قسمت بردار شار تخمینی رتور است.
شکل ۲-‌‌۷- سیستم تطبیقی مدل مرجع برای تخمین سرعت.
معادله مدل رتور از معادلات (۱-۲-ب) و (۲-۲) با مرجع چهارچوب مرجع ساکن چنین به دست می آید:

تقدیم به:
همدل­ترین یارم، همسر مهربانم، دکتر فاطمه آرامش که با تشویق و سماجتش مجال نداد تا کاهشی در تلاشم برای به سرانجام رساندن این تحقیق انجام پذیرد

و
ستارگان همیشه فروزان آسمان زندگیمان
پدر و مادر گرانقدرمان
سـپاس­گـزاری
اکنون که این رساله به پایان رسیده است بر خود فرض می­دانم که از استاد ارجمند جناب آقای پروفسور خالوزاده تشکر ویژه­ای انجام دهم که از ابتدای کار تا به پایان همواره با راهنمایی­های لازم و بسیار مفید و ارزشمند، بنده را در انجام هر چه بهتر کار یاری رساندند. همچنین سپاس ویژه­ای نیز از اساتید محترم جناب آقای پروفسور خیاطیان و جناب آقای دکتر لطف­آور می­دارم که نهایت تلاش و راهنماییهای لازم را برای ارائه هر چه بهتر و خالی از خطا بودن این اثر به انجام رسانده­اند.
چکیده
کنترل غیرخطی بهینه­ جرثقیل­های حامل کانتینر با بهره گرفتن از معادلات ریکاتی وابسته به حالت (SDRE) در حضور اغتشاش باد
به کوشش
وحید رحمانی قلعه
هدف اصلی از انجام این پروژه، طراحی یک کنترل­ کننده­ غیرخطی بهینه به منظور کاهش و تضعیف اثر اغتشاش باد بر تاب خوردن جرثقیل­های حامل کانتینر است. اغلب کنترل­ کننده­ها برای این دسته از سیستم­ها طوری طراحی شده که بار را با بیشترین سرعت وکم ترین تاب خوردن از مبدا به مقصد انتقال دهد، به گونه ­ای که هنگام رسیدن کانتینر به مقصد، تاب خوردن­ به صورت کامل از بین رفته باشد. در تحقیق حاضر، کنترل­ کننده را با ایجاد درجات آزادی اضافی به سیستم مکانیکی، جدا از ارابه طراحی کرده، و با اعمال این روش کنترل­ کننده در حمل بار تداخلی ایجاد ننموده، در نتیجه سرعت حمل و نقل افزایش می­یابد. به منظور حفظ ماهیت غیرخطی سیستم، از کنترل­ کننده­ بهینه­ غیرخطی استفاده شد که این عملگر توسعه ­یافته کنترل­ کننده­ های بهینه­ خطی می­باشند، به گونه ­ای که در این عملگر معادلات ریکاتی، وابسته به حالت است. در تحقیق حاضر با در نظر گرفتن اغتشاش باد، معادلات جدید اثبات گردید، پس از استفاده از این معادلات، مشاهده شد که حذف حرکت تاب خوردن جرثقیل، با شتاب حرکتی قابل قبول ارابه امکان پذیر است.
کلید واژه: جرثقیل حامل کانتینر، کنترل غیرخطی، کنترل بهینه، مدل سازی، اغتشاش باد
فهرست مطالب

عنوان
صفحه

۱- فصل اول: مقدمه ۱
۱-۱- پیشگفتار ۱
۱-۲- ضرورت طراحی کنتر­ل­کننده ۳
۱-۳- تاریخچه ۴
۱-۴- رویکرد به مسئله ۸
۱-۵- ساختار پایان نامه ۱۰
۲- فصل دوم: مدل­سازی و شبیه­سازی جرثقیل­های حامل کانتینر در حضور اغتشاش باد ۱۱
۲-۱- مقدمه ۱۱
۲-۲- مدل­سازی سیستم­های مکانیکی ۱۱
۲-۳- مدل­سازی جرثقیل­های حامل کانتینر ۱۳
۲-۴- مدل­سازی باد ۱۸
۲-۵- شبیه­سازی جرثقیل حامل کانتینر در حضور اغتشاش باد ۲۱
۲-۶- جمع­بندی ۲۵
۳- فصل سوم: کاهش و تضعیف اثر اغتشاش توسط کنترل­ کننده­ SDRE 26
۳-۱- مقدمه ۲۶
۳-۲- خطی­سازی توسعه یافته ۲۹
۳-۳- تنظیم­کننده­ های بهینه غیرخطی ۳۲
۳-۴- روش­های حل معادله ریکاتی وابسته به حالت (SDRE) 38
۳-۵- کنترل­ کننده و رویتگر SDRE 40
۳-۶- طراحی کنترل­ کننده در صورت عدم فراهم شدن شرایط لازم برای کنترل ۴۶
۳-۶-۱- دینامیک مشتق ناپذیر ۴۶
۳-۶-۲- وجود عوامل تاثیر گذاری که به حالات سیستم وابسته نیستند ۴۷
۳-۶-۳- وجود عامل وابسته به حالتی که شرط دوم را نقض می­ کند ۴۹
۳-۶-۴- متغیرهای حالت ناپایدار و کنترل­ناپذیر و در عین حال کراندار ۵۰
۳-۶-۵- غیرخطی­گری در ورودی ۵۰
۳-۶-۶- محدودیت حالت­ها ۵۱
۳-۷- جمع­بندی ۵۶
۴- فصل چهارم: کنترل تاب خوردن جرثقیل حامل کانتینر در حضور اغتشاش باد ۵۷
۴-۱- مقدمه ۵۷

کنترل لغزشی فازی تطبیقی
مقدمه
کنترل لغزشی در کنار محاسنی که دارد، دارای معایبی نیز میباشد. معایب کنترل لغزشی به روش های مختلفی میتواند برطرف شود که یکی از بهترین آنها، استفاده از سامانه های فازی برای جبران عدم قطعیت های مدل و همچنین پارامترهای دارای تغییرات شدید میباشد که این جبرانسازی توسط سامانه فازی باعث برطرف شدن معایب کنترل لغزشی میگردد.

( اینجا فقط تکه ای از متن درج شده است. برای خرید متن کامل فایل پایان نامه با فرمت ورد می توانید به سایت feko.ir مراجعه نمایید و کلمه کلیدی مورد نظرتان را جستجو نمایید. )

در ادامه این فصل، دو روش کاملا مجزا برای استفاده از س سامانه های فازی در بهبود سازی عملکرد کنترل لغزشی معرفی خواهد شد. همانگونه که ذکر شد، یکی از مشکلات کنترل لغزشی، وجود ترم های نامعلوم در سامانه میباشد، این ترمهای نامعلوم توسط سامانه های فازی قابل تخمین زدن و جایگزینی هستند که در قسمت بعدی بطور کامل معرفی میشوند. یکی دیگر از مشکلات کنترل لغزشی، ایجاد وزوز بر روی سطح لغزش میباشد، این مشکل نیز میتواند با بهره گرفتن از سامانه های فازی وتخمین قسمتی از کنترلگر، برطرف گردد. عملکرد این نوع سامانه فازی نیز در ادامه فصل بطور کامل توضیح داده خواهد شد.
مثالهایی از کاربرد کنترل لغزشی فازی تطبیقی :

1. 1. در سال ۲۰۰۰ استفاده از کنترل لغزشی فازی تطبیقی برای کنترل نوعی ربات معرفی گردید ]^[۶۹][. در این روش، سامانه فازی تطبیقی عمل تخمین اغتشاش را انجام میدهد و ترمهای متغیر با زمان را شناسایی میکند. این روش باعث کاهش پیچیدگی عمل کنترل میشود.

1. 1. در سال ۲۰۰۲ کاربردی برای کنترل لغزشی فازی تطبیقی بر پایه الگوریتم ژنتیک برای سازه های ساختمانی در زمان زلزله پیشنهاد شد ]^[۷۰][. در این طراحی با بهره گرفتن از توابع عضویت دقیق و محرکهای مورد نیاز و طراحی یک کنترلگر مناسب، میتوان یک سازه را در زمان زلزله بطور ایمنی کنترل کرد و از آسیب رسیدن به آن جلوگیری کرد.

1. 1. در سال ۲۰۰۸ استفاده از کنترل دینامیکی لغزشی فازی تطبیقی وکنترل سینماتیک براساس برنامه ریزی تکاملی برای رباتهای محرک چرخدار معرفی شد ]^[۷۱][. در این پژوهش از کنترل سینماتیک بر پایه برنامه ریزی تکاملی برای معین کردن تمام بهره های کنترل بهینه استفاده شده است و کنترل کنترل لغزشی فازی تطبیقی به مسائل عدم قطعیتها و اغتشاشات خارجی رسیدگی میکند. نتایج این تحقیق نشان داده است که کنترل لغزشی فازی تطبیقی در مقایسه با کنترلر های دیگر دارای عملکرد بهتری در مقابل عدم قطیتها و اغتشاشات خارجی دارد.

1. 1. در سال ۲۰۰۸ کنترل سرعت جابجایی در سامانه سروو هیدرولیکی با بهره گرفتن از کنترل لغزشی فازی تطبیقی معرفی گردید ]^[۷۲][. از آنجایی که سامانه فوق بدلیل غیر خطی بودن و متغیر با زمان بودن دارای مشخصات خاصی میباشد و از آنجایی که در این سامانه، تحقق کنترل کننده مشکل میباشد، لذا از کنترل لغزشی فازی تطبیقی استفاده شده است و از نتایج این تحقیق مشاهده گردیده که پایداری سامانه فوق تضمین گردیده است و مقاومت بسیار بالا و قابلیت خود تطبیقی در مقابل اغتشاشات خارجی را دارد و همچنین در آزمایشات متفاوت، دارای عملکرد دینامیکی دقیقی میباشد.

1. 1. در سال ۲۰۰۸ کاربرد کنترل لغزشی فازی تطبیقی و پی آی دی در کنترل دمای سامانه تولید بخارمعرفی شد]^[۷۳][. در این پژوهش از ترکیب کنترل لغزشی فازی تطبیقی و کنترل انتگرالی تناسبی استفاده شده است و مشاهده گردیده که کنترل فوق وابستگی زیادی به مدل ریاضی سامانه ندارد و از منطق فازی برای عمل ردیابی و از کنترل لغزشی برای افزایش مقاومت کنترل کننده استفاده میشود. همچنین قانون تطبیق باعث میشود که خطای ردیابی سریعتر به سمت صفر همگرا شود. در نهایت از نتایج، مشاهده میشود که کنترلگر فوق دارای عملکرد گذرا و ماندگار مناسب و مقاومت بسیار خوبی در مقایسه با کنترل پی آی دی میباشد.

1. 1. در سال ۲۰۰۹ استفاده از کنترل لغزشی فازی خود سازمانده تطبیقی برای توانبخشی یک بازوی نیوماتیکی ربات پیشنهاد شد]^[۷۴][. از این روش برای قسمت های آسیب پذیر در تغییرات جابجایی سریع و یا کنترل نیرو استفاده میشود. از نتایج این تحقیق مشاهده میشود که مقاومت و کارایی الگوریتم کنترل فوق در عمل ردیابی بسیار مطلوب میباشدو البته پایداری آن بوسیله تئوری پایداری لیاپانوف برسی و صحت آن تایید گردیده است.

1. 1. در سال ۲۰۰۹ کاربردی از کنترل لغزشی فازی تطبیقی برای سامانه های چند ورودی-چند خروجی معرفی شد]^[۷۵][. در این مورد نیز مشاهده میگردد که از خواص تقریب زنی کنترل فازی به همراه مقاومت و پایداری کنترل لغزشی استفاده شده است و به کمک قانون تطبیق، پارامترها نیز بطور آنلاین تنظیم میشوند. نتایج نشان میدهد که عملکرد ردیابی بسیار مناسب میباشد و همچنین مقاومت کنترلگر با وجود اغتشاش خارجی و عدم قطعیت های موجود، خوب است.

1. 1. در سال ۲۰۰۹ استفاده از یک کنترلر لغزشی فازی تطبیقی مقاوم برای کنترل ۳ بازوی مکانیکی موازی سه آر تی^[۷۶] استفاده شد]^[۷۷][. در این روش با توجه به مشخصات دینامیکی سه بازوهای موازی، کنترلگر فوق طراحی گردیده است و نتایج آن نشان میدهد که اگر چه عمل ردیابی در حالی که سامانه فوق با کنترل پی دی^[۷۸] و زمانی که با کنترل لغزشی فازی تطبیقی مقایسه میشود، در هر دو مورد، دقت مناسب است اما عمل حذف اغتشاش در حالت استفاده از کنترل لغزشی فازی تطبیقی بهتر از پی دی میباشد، اما زمانی که پارامترهای کنترلگر ثابت باشد، کنترلگر پی دی عمل ردیابی را بهتر انجام میدهد.

1. 1. در سال ۲۰۰۹ کنترل آشوب با بهره گرفتن از کنترل لغزشی فازی تطبیقی بر روی سامانه پاندول معکوس معرفی گردید]^[۷۹][. در این پژوهش مشخصات همگرایی خطای ردیابی با بهره گرفتن از لم باربالت و تئوری لیاپانوف اثبات گردیده است. در این روش مشاهده میشود که تلاش کمتری برای پایدار سازی در یک مسیر پریودیک ناپایدار در مقایسه با یک مسیر مستقیم نیاز است.

1. 1. در سال ۲۰۰۹ از کنترل لغزشی فازی تطبیقی برای سامانه های زیر سطحی آبی استفاده شد]^[۸۰][. هدف در این پژوهش کم کردن درجه مدل دینامیکی جسم زیر آب و توسعه دادن سامانه کنترل در روش نامتمرکز و چشم پوشی از ترمهای کوپلینگ متقاطع میباشد. کران ها و مشخصات همگرایی در سامانه حلقه بسته با بهره گرفتن از تئوری پایداری لیاپانوف و لم باربالت اثبات گردیده است. مشاهده میشود که استفاده از الگوریتم فازی تطبیقی درون کرانهای معین شده باعث بهبودی رابطه بین عملکرد ردیابی و پدیده وزوز صورت میگیرد.

1. 1. در سال ۲۰۰۹ طراحی کنترل لغزشی فازی تطبیقی برای سامانه لرنز انجام شد]^[۸۱][. در این پژوهش از کنترلگر فوق برای پایدار سازی سامانه لرنز استفاده شده است. از قانون تطبیق برای معین کردن گین کنترل لغزشی استفاده میشود. بر اساس تئوری پایداری لیاپانوف، کنترلگر طراحی شده میتواند سامانه لرنز را به سمت حالت صفر هدایت نماید. همینطور نتایج ، نشان دهنده اثرات مثبت این کنترلگر میباشند.

1. 1. در سال ۲۰۰۹ سنکرون کردن جایروهای آشفته غیر خطی نامعلوم با بهره گرفتن از کنترل لغزشی فازی تطبیقی معرفی شد]^[۸۲][. در این پژوهش از کنترل لغزشی فازی تطبیقی برای سامانه فوق در زمانی که ورودی آن بصورت ناحیه مرده باشد، استفاده شده است. این روش در مقایسه باروشهای قبلی این است که درآن نیاز به داشتن اطلاعات از ساختار جایروها و پارامترهای ناحیه مرده و نواحی دارای عدم قطعیت و اغتشاشات خارجی نیست. نتایج این تحقیق نشان داده است که روش فوق میتواند با دقت اثرات آشوب را خنثی کند.

1. 1. در سال ۲۰۰۹ استفاده از کنترل لغزشی فازی تطبیقی بهبود یافته بر پایه الگوریتم ژنتیک برای سامانه های غیر خطی پیشنهاد شد]^[۸۳][. نتایج این پژوهش نشان داده است که این روش در مقایسه با حالات بهبود نیافته دارای سرعت بالاتر و تاثیرگزاری بیشتربر روی سامانه های غیر خطی میباشد.

1. 1. در سال ۲۰۰۹ کاربرد کنترل لغزشی فازی تطبیقی در حالت مانور چرخشی برای یک فضاپیمای انعطافپذیر برسی گردید]^[۸۴][. در این پژوهش در مورد یکی از مشکلات کنترل لغزشی فازی تطبیقی در زمانی که فضاپیما در حالت مانور گردش با زاویه بزرگ میباشد، برسی شده است. از نتایج این پژوهش، مشاهده میشود که القاء تاخیر، اثرات جبرانسازی دارد و استراتژی معرفی شده در اینجا باعث کم شدن ارتعاششات کششی میشود. گام بعدی را میتوان استفاده از قانون کنترل گسسته زمان در نظر گرفت.

1. 1. در سال ۲۰۱۰ استفاده از کنترل لغزشی فازی تطبیقی برای محرکهای الکتریکی دارای قدرت زیاد معرفی شد]^[۸۵][. در این تحقیق، از روش فوق برای محرکهای الکتریکی که دارای اغتشاش خارجی و عدم قطعیتهای متغیر بازمان استفاده شده است. نتایج نشان میدهد که در اطراف سطح لغزش توانایی خوبی برای حذف اغتشاش و حذف وزوز دارد، اما عمل ردیابی را نمیتواند بخوبی انجام دهد.

1. 1. در سال ۲۰۱۰ کاربرد کنترل لغزشی فازی عصبی ویولت تطبیقی برای کنترل یک موتور dc بدون جاروبک برسی گردید]^[۸۶][. در کنترل فوق از ترکیب کنترل عصبی و جبرانساز سوئیچی استفاده شده است کنترل عصبی از شبکه عصبی ویولت فازی به عنوان کنترلر اصلی و جبرانساز سوئیچی برای حذف کردن خطای تخمین زده شده در کنترل عصبی میباشد. پایداری کنترلگر با بهره گرفتن از تابع لیاپانوف و با تنظیم پارامترهای کنترلگر اثبات شده است.

1. 1. در سال ۲۰۱۰ طرح جدید از کنترل چند ورودی-چند خروجی کنترل لغزشی فازی تطبیقی برای بازوهای ربات معرفی گردید]^[۸۷][. الگوریتم کنترل فوق بر اساس تئوری پایداری لیاپانوف طراحی گردیده است و قابلیت اعمال به n بازوی ربات با دینامیکهای نامعلوم و عدم قطعیت را دارد. درکل، کنترلگر فوق دارای چهار ویژگی است: ۱- خطای ردیابی در نهایت به صفر همگرا میشود. ۲- توانایی مهار وزوز و کم کردن تعداد روش های فازی را دارد. ۳- قانون تطبیق نیازی به داشتن پارامترهای دینامیک ندارد. ۴- در نهایت کنترلگر فوق قابلیت اعمال به n بازوی ربات دارای دینامیکهای نا مشخص و دارای عدم قطعیت ساختار و اغتشاش خارجی را دارد.

1. 1. در سال۲۰۱۰ کاربرد کنترل لغزشی فازی تطبیقی در سامانه سروو موتور دارای آهنربای دائم معرفی شده است]^[۸۸][. از این کنترلگر برای کنترل موقعیت یک سروو که دارای مدلی غیر خطی و عدم قطعیت هست استفاده شده است. اعتبار سنجی و امکان سنجی این روش توسط شبیه سازی اثبات شده است. مقایسه کنترلگر فوق با کنترلگر پی آی نشان میدهد که کنترلگر لغزشی فازی تطبیقی در مقابل اغتشاشات بار، پایدار پذیرتر است.

1. 1. یکی دیگر از موارد کاربرد کنترل لغزشی فازی تطبیقی برای اجتناب از وضعیتی است که در آن نیازهای ارتباطی شبکه های کامپیوتری بیشتر از توانایی آنها میباشد]^[۸۹][.

بیان مسئله:
مدل سامانه تحت کنترل را به شکل زیر در نظر بگیریم[^[۹۰]]:
یا بصورت فضای حالت
و
(‏۲‑۱)
ثابتهایی مثبت ومعین میباشند.
یکی از اهداف کنترل این است که خروجی سامانه، مقدار دلخواه مرجع را دنبال کند، یعنی هر موقعیتی را که به عنوان موقعیت دلخواه به ورودی فرایند داده میشود، خروجی به همان موقعیت هدایت شود بهعبارتی موقعیت دلخواه را ردیابی کند. از انجا که خروجی (y) به حالتها(x) وابسته است، برای رسیدن به هدف فوق، حالتهای سامانه () به سمت حالتهای دلخواه سامانه () همگرا شوند[].
(‏۲‑۲)
خطای ردیابی به شکل زیر حاصل میشود:
(‏۲‑۳)
سعی میشود کنترل لغزشی به گونه ایی طراحی شود که برای تمامی های ممکن، عمل ردیابی بخوبی انجام شود، بطوری که:
(‏۲‑۴)
کنترل لغزشی برای سامانه هایی که دارای مدل دینامیکی مرتبه بالا میباشند و دارای شرایط نامعلوم هستند، یک روش کنترل کارآمد میباشد، بطوری که با بهره گرفتن از روش کاهش مرتبه مدل، با حفظ مشخصات سامانه، حساسیت آنرا نسبت به اغتشاشات و تغییر پارامترها کم میکند. در کنترل لغزشی سعی بر این است که حالتهای سامانه تحت کنترل رابر روی یک سطح، که به آن سطح لغزشی میگویند مستقر کرده وسپس با قوانین انتقال آنها را روی سطح مورد نظر محدود کرد.
همانطور که ذکر شد به منظور رسیدن به هدف فوق، سطح متغیر با زمان زیر معرفی میشود:
(‏۲‑۵)
λ ثابت ومثبت میباشد.
اگر n=1 را در معادله فوق قرار دهیم، معادله دیفرانسیل مرتبه اول حاصل میشود:
(‏۲‑۶)
بنابراین مسئله کنترل ردیابی، معادل با قراردادن تابع s در صفر خواهد بود. برای رسیدن به این هدف میتوان کنترل u را چنان انتخاب کرد که رابطه زیر برقرار گردد
(‏۲‑۷)
استفاده از سامانه فازی برای تخمین قسمتهای نامعلوم سامانه
هدف کنترل در این قسمت، عبارت است از طراحی یک کنترل کننده بازخورد بر پایه سیستمهای فازی و یک قانون تطبیق به منظور تنظیم بردار پارامتر θ، بطوری که خروجی سیستم یعنی y، خروجی ایده آل یعنی ym را دنبال نمایدو اینکه مشتقات زمانی آنمعلوم و کراندار باشد. اما از آنجا که توابع در سیستم غیر خطی و نا معلوم فرض میشود، با یک مسئله کنترل غیر خطی تک ورودی- تک خروجی کاملا عمومی سر و کار داریم.
همانطور که ذکر شد یکی از مشکلات کنترل لغزشی، وجود ترمهای نامعلوم در مدل سامانه میباشد. در این قسمت با بهره گرفتن از سامانه های فازی سعی میشود این ترم های نامعلوم تخمین زده شوند]^[۹۱].[
از آنجایی که نامعلوم هستند، دو مدل فازی و را برای تخمین آنها میتوان طراحی کرد.

منطق فازی
منطق فازی^[۴۹] برای اولین بار توسط پرفسور لطفی زاده ]۲۹[ در سال ۱۹۶۵ تعریف شد به طوری که برای اولین بار مفهوم تصمیم دقیق بر مبنای داده‌های غیر دقیق بیان شد. از طرف دیگر می‌توان گفت این روش بر مبنای استنتاج و عدم قطعیت استوار است. به طور ساده می‌توان منطق فازی را به صورت نگاشتی از فضای ورودی به فضای خروجی تصور کرد.

( اینجا فقط تکه ای از متن فایل پایان نامه درج شده است. برای خرید متن کامل پایان نامه با فرمت ورد می توانید به سایت feko.ir مراجعه نمایید و کلمه کلیدی مورد نظرتان را جستجو نمایید. )

در سال ۱۹۷۵ پرفسور لطفی زاده ]۳۰ [مفهوم متغیرهای زبانی را بیان کرد که برای بیان متغیر از کلمه به جای اعداد استفاده کرد. این متغیرها همراه با عملگرهای منطقی مبنای منطق فازی را تشکیل می‌دهند. امروزه از منطق فازی کاربردهای متنوعی از جمله در دوربین عکاسی ، ماشین لباس‌شویی و روبات دارد.
برخلاف مجموعه‌های کلاسیک ،مجموعه‌ی فازی ،همان طور که از نام آن بر می‌آید ، دارای مرزهای قاطع نیست. به عبارت دیگر مجموعه به صورت انتقالی تدریجی از تعلق کامل به عدم تعلق به مجموعه است. این نوع مجموعه به صورت تابع عضویت تعریف می‌شود. تعاریفی از قبیل قد بلند و قد متوسط و قد کوتاه در این مقوله تعریف می‌شود.

مفاهیم و اصطلاحات
در فضای بولین^[۵۰]، اگر فضای اعضا باشد و عضو کلی از مجموعه‌ی باشد. اگر یا زیرمجموعه‌ی باشد ،آنگاه عضو می‌تواند عضو مجموعه‌ی باشد یا نباشد.
اما در فضای فازی، به هر عضو از مجموعه درجه عضویت از ۰ تا ۱ داده می‌شود. به عبارت دیگر اگر مجموعه دارای مجموعه اعضای باشد آنگاه مجموعه فازی که زیرمجموعه‌ی است ،به صورت زیر تعریف می‌شود.

در رابطه بالا به عنوان تابع عضویت برای مجموعه‌ی فازی تعریف می‌شود. در واقع وظیفه نگاشت مجموعه اعضای به عضوی از مجموعه ۰ تا ۱ را دارد.

توابع عضویت
همان طور که در قسمت قبل شرح داده شد، تابع عضویت به عنوان ابزاری برای معرفی مجموعه فازی تعریف شد. یکی از مهم‌ترین راهکارهای بیان تابع عضویت بیان آن به صورت ریاضی است.
تابع عضویت انواع مختلفی دارد که در شکل (۴-۱۲) انواع آن بیان‌شده است. ولی با توجه به نوع کاربرد هر کدام از این توابع عضویت می‌تواند مورد استفاده قرار گیرد.
دسته بندی توابع عضویت
تابع عضویت مثلثی با سه پارامتر به صورت زیر تعریف می‌شود.

مقادیر به ترتیب مقدار مرتب می‌شود یعنی به صورت است. همچنین این پارامترها گوشه‌های مثلث را تشکیل می‌دهند.
تابع عضویت ذوزنقه‌ای با چهار پارامتر به صورت زیر تعریف می‌شود.

مقادیر به ترتیب مقدار مرتب می‌شود یعنی به صورت است. همچنین این پارامترها گوشه‌های ذوزنقه را تشکیل می‌دهند.
تابع عضویت گوسی با دو پارامتر به صورت زیر تعریف می‌شود.

دو پارامتر و به ترتیب مرکز تابع عضویت و پهنای تابع عضویت می‌باشند.
تابع عضویت مثلثی با دو پارامتر به صورت زیر تعریف می‌شود.

پارامتر در رابطه بالا معمولاً مثبت است. همچنین این تابع عضویت را کاوچی^[۵۱] نیز می‌نامند.

متغیر زبانی
در سال ۱۹۷۵ پرفسور لطفی زاده مفهوم متغیر زبانی یا فازی را مطرح کرد ]۳۱ .[در این مقاله به جای نسبت دادن عدد به متغیر از مفاهیم زبانی استفاده شد. برای مثال ورودی‌ها به صورت دما ،سرعت ،جابجایی و … بیان شد. بنابراین خطا از تفاضل این متغیرهای نسبت به حالت قبلی خود بیان شد. در این ساختار برای بیان مقدار و اندازه‌ی این خطا از متغیرهای زبانی مانند: مثبت بزرگ، مثبت کوچک، صفر ،منفی کوچک و منفی بزرگ استفاده‌شده است. بعد از بیان متغیرهای زبانی سیستم استنتاج به همراه قوانین فازی بیان شد تا نگاشت ورودی به خروجی را تعریف کند.
این قوانین فازی در واقع به صورت گزاره ” اگر آنگاه ” تعریف می‌شود که این مفهوم به صورت زیر نیز بیان می‌شود.
is If ,then is If
که و مقادیر زبانی هستند که به وسیله‌ی فضای مورد بحث و تعریف می‌شوند. در رابطه‌ی (۵-۶) قسمت ” is “را مقدم و قسمت را ” is “را تالی یا نتیجه می‌نامند. همچنین فرم ساده‌شده‌ی رابطه‌ی (۴-۲۷) به صورت زیر است.

قسمت مقدم می‌تواند ترکیبی از ورودی‌ها باشد که به صورت AND یا OR به هم ارتباط دارند. برای مثال اگر مقادیر زبانی برای متغیر زبانی در فضای بحث باشد. آنگاه می‌توان این عبارت را به صورت زیر نوشت.
is and ,…, is and is
متشابه به رابطه‌ی بالا ترکیبی از خروجی‌ها در تالی نیز می‌تواند باشد.

سیستم استنتاجی
به طور کلی سه سیستم استنتاج^[۵۲] در مورد سیستم فازی وجود دارد. این سیستم ها عبارت‌اند از: نوع Mamdani ، نوع Sugeno ، نوع Tsukamoto است. در این پایان‌نامه از میان این سیستم
اجزای سیستم فازی
های استنتاج از نوع Mamdani استفاده‌شده است.
همان طور که در شکل (۴-۱۳) نشان داده شده است. سیستم استنتاج Mamdani از چهار قسمت تشکیل شده است که دو قسمت آن از نوع تبدیل است. در ابتدا و انتها داده‌ها قطعی^[۵۳] هستند. اما به محض ورود به سیستم فازی داده‌های فازی^[۵۴] می‌شوند.
اجزای چهار قسمتی فازی عبارت‌اند از:
فازی ساز
پایگاه دانش
موتور استنتاج فازی
غیر فازی ساز
وظیفه فازی ساز تبدیل متغیرهای حقیقی به متغیرهای فازی به وسیله‌ی توابع عضویت است. هر تابع عضویت دارای مقادیری بین صفر و یک است که با نسبت دادن این مقادیر به متغیر درجه تعلق آن را به مجموعه‌ی فازی معین می‌کنند.

۰

S2,S4

مزیت این روش آن است که فرکانس سوئیچینگ به طور موثری در این روش در مقایسه با روش دو قطبی دو برابر می شود. همچنین پرش ولتاژ در ولتاژ خروجی در هر بار سوئیچینگ به کاهش می یابد این در حالیست که در روش دو قطبی، پرش ولتاژ برابر می باشد. مزیت دو برابر شدن فرکانس سوئیچینگ در طیف هارمونیکی ولتاژ خروجی نمود پیدا می کند. زیرا پایین ترین هارمونیکها به عنوان باند های کناری فرکانسی دو برابر فرکانس سوئیچینگ ظاهر می شوند.
۲-۶-۳- مدولاسیون پهنای پالس موج مربعی(square-wave)
کلیدزنی موج مربعی نیز نوع خاصی از کلیدزنی(pwm) سینوسی است اگر دامنه ولتاژ کنترل بسیار بزرگتر از دامنه موج مثلثی باشد. در این روش هر کلید در هر پایه به مدت نیم سیکل از فرکانس خروجی مطلوب هدایت می کند. می توان شکل موج ولتاژ خروجی را در یک اینورتر نیم پل ، در شکل (۲- ۱۶a) دید. با بهره گرفتن از تحلیل فوریه ، حداکثر مقدار مولفه پایه و دیگر مولفه های هارمونیکی برای ولتاژ ورودی V_d بصورت زیر می باشد:

( اینجا فقط تکه ای از متن فایل پایان نامه درج شده است. برای خرید متن کامل پایان نامه با فرمت ورد می توانید به سایت feko.ir مراجعه نمایید و کلمه کلیدی مورد نظرتان را جستجو نمایید. )

شکل( ۲- ۱۶): کلیدزنی موج مربعی
که مرتبه هارمونیکی h فقط شامل مقادیر فرد می باشد.یکی از مزایای عملکرد موج مربعی کاربرد آن در سیتم های با قدرت بالا می باشد زیرا در این روش هر سوئیچ تنها دو بار در هر سیکل تغییر حالت می دهد. یکی از مهمترین معایب این روش هم عدم توانایی اینورتر در تنظیم دامنه ولتاژ خروجی است و برای کنترل دامنه ولتاژ خروجی اینورتر باید ولتاژ ورودی dc اینورتر تنظیم شود.
۲-۶-۴ مدولاسیون شیفت فازی (phase shift modulation)
این نوع از مدولاسیون فقط در اینورتر تک فاز تمام پل، عملی می باشد. در حقیقت این روش، ترکیبی از کلیدزنی موج مربعی و کلیدزنی pwm تک قطبی می باشد. در شکل (۲-۱۶a) سوئیچ ها در دو پایه اینورتر بطور جداگانه کنترل می شوند (مانند کلیدزنی ولتاژ تک قطبی pwm) و همه سوئیچ ها دارای Duty cycle برابر با ۰.۵ (مشابه کنترل موج مربعی) می باشند که بین دو پایه فازی به اندازه تاخیر فازی وجود دارد. شکل موج های نمونه برای اینچنین عملکرد اینورتری که می تواند کنترل ولتاژ شیفت فازی و یا مدولاسیون شیفت فازی نامیده شود در شکل (۲-۱۶b) نشان داده شده است.
(a)
(b)
شکل (۲- ۱۶): کنترل اینورتر تمام پل، تک فاز با مدولاسیون شیفت فازی
(a) مدار قدرت (b) شکل موجهای ولتاژ
زاویه همپوشانی شکل موج ، ، می تواند کنترل شود. در طول این فاصله همپوشانی ، ولتاژ خروجی برابر صفر می باشدو در این فاصله یا دو سوئیچ بالایی روشن می باشند ویا دو سوئیچ پایینی روشنند. مشخص است که وقتی زاویه تاخیر فازی تغییر کند ، دامنه RMS ولتاژ خروجی خط به خط نیز تغییر می کند.
۲-۶-۵ کنترل جریان پیشگویانه(Predictive Current Control)
شکل (۲-۱۷) شماتیک کنترل جریان پیشگویانه یک اینورتر تک فاز را با بار سلفی خالص نشان می دهد. ولتاژ دو سر بار به قرار زیر است :
(۲-۳۱)
با متوسط گیری در یک سیکل سوئیچینگ (T) داریم:
(۲-۳۲)
بر اساس رابطه (۳-۲) و برای ایجاد جریان مرجع مطابق شکل (۳-۱۵) داریم:
(۲-۳۳)
که در آن i(n)، جریان بار در لحظه (n) است که مقدار مشخصی می باشد و i(n+1) ، جریان مرجع در لحظه(n+1) است که دراین لحظه جریان بار به این سطح برسد. L ،مقدار سلف بار و T برابر سیکل سوئیچینگ است. برای تولید جریان مرجع سینوسی، بر اساس رابطه(۱-۶) مقدار متوسط مورد نیاز برای رساندن جریان i(n) به مقدار i(n+1) در ابتدای هر سیکل سوئیچینگ محاسبه می گردد آنگاه براساس رابطه (۲-۳۴) مقدار Duty Cycle مورد نیاز در هرسیکل به دست می آید.
شکل(۲-۱۷): اینورتر تک فاز تمام پل با بار سلفی خالص
شکل(۲-۱۸): جریان مرجع و جریان بار و ولتاژ خروجی در کنترل جریان پیشگویانه
(۲-۳۴)
با جایگذاری (۲-۳۳) در (۲-۳۴) داریم:
(۲-۳۵)
با بدست آوردن Duty Cycle در هرسیکل و داشتن مقادیر ولتاژ متوسط و جریان بار می توان مدولاسیون را برای اینورتر نشان داده شده در شکل(۲-۱۷) ارائه کرد. شکل(۲-۱۸) جریان مرجع و جریان
بار و ولتاژ خروجی در کنترل جریان پیشگویانه با کلیدزنی تک قطبی را نشان می دهد. دو شکل زیر نتایج شبیه سازی کنترل جریان پیشگویانه اینورتر منبع ولتاژ نشان داده شده در شکل (۲-۱۷) را نشان می دهد. شکل (۲- ۱۹) جریان بار و ولتاژ خروجی یک اینورتر منبع ولتاژ تک فاز را با بار سلفی ۵میل هانری و ولتاژdc ورودی ۵۰ ولت با تعداد ۲۰ نمونه برداری در یک سیکل جریان مرجع را با کنترل جریان پیشگویانه برای تولید جریان سینوسی با دامنه۳۰ آمپر نشان می دهد.
شکل (۲-۱۹) : جریان بار و ولتاژخروجی اینورتر با ۲۰ نمونه برداری در یک سیکل جریان مرجع با کنترل جریان پیشگویانه
همچنین شکل(۲- ۲۰) ولتاژ و جریان بار را با ۱۰۰ نمونه برداری در یک سیکل جریان مرجع نشان می دهد. با مقایسه شکلهای (۲- ۱۹) و (۲- ۲۰) مشاهده می گردد که هرچه تعداد نمونه برداری(فرکانس سوئیچینگ) بیشتر باشد شکل موج جریان بار به جریان مرجع نزدیک تر است که امری بدیهی به نظر می رسد.
۲-۶- ۶ کنترل جریان باند هیسترزیس با کلیدزنی دو قطبی (bipolar)
کنترل جریان باند هیسترزیس، یک تکنیک PWM است که مستقیما برای کنترل جریان استفاده می شود . این روش در اجرا بسیار ساده می باشد و همچنین دانستن اطلاعات دقیق بار و سیستم مورد نیاز نمی باشد و دارای پاسخ دینامیکی بسیار مناسبی است. در کنترل دو قطبی زوج سوئیچهای قطری (S1,S4 یا S2,S3 ) در یک لحظه خاموش وروشن می گردند وکلیدهای هر پایه به صورت مکمل همدیگر کلیدزنی می شوند . درنتیجه دو حالت اتصال وجود دارد که سطوح ولتاژ +Vdc و –Vdcرا در پایانه اینورتر ایجاد می­ کند.
شکل (۲-۲۰): جریان بار و ولتاژخروجی اینورتر با ۱۰۰ نمونه برداری در یک سیکل جریان مرجع با کنترل جریان پیشگویانه
همانطور که در شکل (۲-۲۱) نشان داده شده است برای کنترل جریان هیسترزیس یک اینورتر تک فاز با کلیدزنی دوقطبی ،سیگنال خطای حاصل از مقایسه جریان واقعی و جریان بار مرجع به یک کنترلر جریان هیسترزیس داده می شود که پالس خروجی به سوئیچها ی(S4,S1) و متمم آن به سوئیچهای (S2,S3) اعمال می گردد.

(a )
(b)
شکل (۲-۲۱): کنترل جریان باند هیسترزیس با کلیدزنی دو قطبی (a) : اعمال پالس به سوئیچها (b) : شکل موج جریان کنترل شده با باندهای بالا وپایین و ولتاژ دو قطبی
۲-۶- ۷ کنترل جریان باند هیسترزیس با کلیدزنی تک قطبی
در کلیدزنی تک قطبی، ۴ حالت اتصال در مبدل وجود دارد . در این روش ، سوئیچ S3 در طول یک نیم سیکل روشن می باشد و کلیدهای S1 و S2 به طور متناوب در طول هر سیکل کلیدزنی روشن وخاموش می شوند و ولتاژ Vdc و صفر در دو سر بار ایجاد می گردد . همچنین در طول نیم سیکل بعدی ،سوئیچ S4 در طول یک نیم سیکل روشن می باشد و کلیدهای S1 و S2 به طور متناوب در طول هر سیکل کلیدزنی روشن وخاموش می شوند و ولتاژ -Vdc و صفر در دو سر بار ایجاد می گردد. لازم به ذکر است که سوئیچهای یک شاخه به صورت متمم، عمل می کند.